专利名称：确定马达铁损量矢量位置的方式

技术领域：

本发明涉及确定马达铁损量矢量位置的方式，该马达由变速器驱动但是设计成驱动负载。所述方式不须要利用速率和位置传感来实现(无传感)，而且借助低频电压注入依据测量磁路量矢量恐怕位置的偏差来实现。

背景技术：

为了实现对以变速器驱动的交流马达的转矩的有效控制，拿来控制变速器的系统要求与马达(一般是定子)磁路量矢量位置有关的信息。定子磁路量矢量位置可以利用转子位置或速率传感例如编码器在闭环中满意地恐怕。其实这么，这些传感也相对较贵，而且机械和电气方面比较敏感，这非常可能造成最终的问题。在不存在速率传感或位置传感的情况下，就是说在开环中，铁损量矢量位置按照对马达和马达绕组电流进行建模来计算。绕组电流显存率作为应用到马达的速率基准的表征，该绕组电流显存率对于磁路量感生的内电动势(emf)足够高便于可靠测量的时候，这些方案是有效的。当转子电流显存率低于转子标称频度大概5-10%时，就是说在应用到马达的速率低于标称速率大概5-10%时，通常是这些情况。并且，早已晓得在低速下，按照显存率讯号而不使用位置传感所进行的控制技术疗效十分差，由于感应电动势显得很弱而且在零频度下可能完全消失。根本问题在于，当取决于速率的感应电动势增加时，按照转子电流对其进行评价将显得不确切，缘由在于电机模型参数(例如转子内阻)存在偏差。结果是，在低速重载情况下评价磁路量位置时，存在明显的角度差别，这将造成马达控制性能变差。

在其他情况下，例如驱动永磁体同步马达(PMSM)时，虽然采用位置传感，也必须在马达启动前确定定子磁路量矢量的绝对位置。为此，还须要一种方式，该方式能测量零速率时的定子磁路量位置。为了在低速下可靠地测量定子磁路量矢量的位置而不使用传感，可以采用以注入辅助讯号为基础的各类技巧。一般，使用以不同于显存率的频度注入转子定子的电流或电压，便于通过观察并剖析转子的电压和电流响应来确定定子磁路量矢量的位置信息。一种方式称为低频纹波电压注入法。该方式的目的是使力矩和定子速率形成小规模振荡，该振荡可以感生出可测量的电流振荡。文中所用术语“低频”指的是注入频度(或纹波频度)处于机械驱动系统的机械带宽内。诸如，对于标称频度等于大概50Hz-60Hz的马达来说，典型注入频度将处于25Hz-50Hz的级别。低频电压注入法早已拿来控制感应马达，非常参见V.-M.，J.Luomi，'Speed-forZeroSpeed',IEEEon,VoL51,No.5,,pp.1041-1047。

这些技巧还拿来控制PMSM,非常参见:S.ffu,Y.Li,X.Miao,‘offoratVeryLow',IEEEPower,PESC2007,June2007pp.568-573。

所述方式能追随受控电压注入来确定由定子磁路量感生出的转子电流份量，因而接着检查定子磁路量矢量的位置。因此，一种方案是采用一般PI(比列积分)调节器，该调节器与主马达电压参照系同步(SRF——同步参照系)，亦称为参照系(d、q)，而且具有足够的带宽(就是说能够调节注入电压)，之后使用转子电流多项式来确定感生内电动势。并且，这些方式须要晓得马达的若干参数(例如磁体数量、电机力矩)并且须要额外的前馈处理，便于确定定子磁路量矢量位置偏差讯号。这促使总体算法显得复杂而且依赖于那些参数。据悉，注入电压控制并不精确，而且在控制那些注入电压时可能出现稳态误差。

发明内容

本发明的目标是通过提出一种确定定子磁路量矢量位置的方式来解决上述困局，该方式简单、精确并且可靠，非常是在马达以较低速率旋转甚至处于零速率下。所述方式不采用位置传感，而且适用于同步马达和感应马达(例如异步马达)。非常是，容许控制系统与同步马达的初始位置对准而且不须要马达具有非常设计，例如例就像步马达中存在凸极()。因此，本发明公开了一种确定武器有转子和定子的马达的定子磁路量矢量位置的方式。所述方式包括步骤(i)将第一电压矢量注入第一注入参照系，所述第一注入参照系以第一频度相对于与马达旋转同步的参照系旋转，和将第二电压矢量注入第二注入参照系，第二注入参照系以第二频度相对于所述参照系旋转，所述第二频度与第一频度相反；确定与第一注入参照系同步的第一积分器模块输出端给出的第一定子磁路量感应电压，和确定与第二注入参照系同步的第二积分器模块输出端给出的第二转子磁路量感应电压；(iii)通过让所述定子磁路量矢量真实位置和定子磁路量矢量恐怕位置之间的偏差最小化，进而控制定子磁路量矢量的位置，所述偏差按照第二转子磁路量感应电流来确定。按照一方面特点，所述偏差依据第一定子磁路量感应电流和第二转子磁路量感应电流来确定。依据被称为旋转注入的第一施行方法，第二电压矢量的幅值等于零。按照被称为交变注入的第二施行方法，第二电压矢量的幅值等于第一电压矢量的幅值。按照另一方面特点，所述方式还包括步骤将第三电流矢量注入以第三频率相对于所述参照系旋转的第三注入参照系，和将第四电压矢量注入以第四频度相对于所述参照系旋转的第四注入参照系，所述第四频度与第三频率相反，而且第三频率是第一频度的两倍。本发明还涉及一种变速器，所述变速器设计用于驱动同步或异步马达，但是能采用上述确定方式。

通过参照作为示例给出并表示在附图中的施行方法，其他特点和优势将会从以下详尽说明中彰显下来，在附图中图1示出了采用本发明的变速器的结构简化示例；图2给出了图1所示变速器的控制模块的细节；

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图3给出了表示参照系和电压注入参照系的曲线图；图4示出了图2所示方案的改进。

具体施行例形式变速器通常通过向转子定子输送频度可变的交流电流来驱动包括转子和定子的马达M(PWM——脉宽调制)。本发明的目标是以简单的方法确定定子磁路量矢量而不使用速率或位置传感。定子磁路量矢量的位置能确定马达定子的位置和/或速率，因而能优化对马达的控制。确定方式适用于变速器。马达可以是同步马达(比如，带有永磁体的电机一一PMSM)或则异步马达(感应马达)而且可以包括凸极也可以不包括凸极。现今参照图1，设计用于驱动马达M的变速器包括逆变器模块20，用于将直流电流21转化为施加到马达绕组各定子的单相电流22。通常来说，变速器包括控制模块10，该控制模块必须依照由固定单相参照系a、b、c中的3个份量Ua、Ub、U。构成的电流来控制逆变器模块20的半导体部件。控制模块10输送的控制电流由与马达旋转速率同步的参照系内的两个份量Ud、Uq构成。该参照系是一般称为参照系d、q的正交参照系——d轴表示定子磁路量轴而q轴表示马达转矩轴。在同步参照系d、q内，Uq通过转换器块23d、q->a、b、c变换，形成固定三相参照系a、b、c中的份量Ua、Ub、U。，因而能控制逆变器模块20。

参照系d、q相对于固定基准成一定倾角，称为es，倾角es按照恐怕转子速率cos来确定。倾角03对应于定子磁路量矢量的恐怕位置。为了优化马达控制，希望减少被称为e的定子磁路量矢量角度位置偏差，因而让定子磁路量与参照系d、q的d轴对准。该偏差e对应于定子磁路量矢量真实位置eK与定子磁路量矢量恐怕位置es之间的差值。于是给出￡=0E-0so在输入端，控制模块10接收参照系d、q内的检测电压Isd、Isq。从流径转子定子的符合固定单相基准a、b、c并称为Isa、Isb、Isc的电压检测值，经过转换器块24a、b、c->d、q以后，可以得到检测电压Id、Iq。借助已知方法，转换器块24须要3个转子电压检测值Isa、Isb、Is。中起码两个来获得参照系d、q中的检测电压。为了实现固定基准a、b、c和参照系d、q之间的变换，转换器块23、24借助倾角es。控制模块10还在输入端接收主基准电压I,ef，该主基准电压包括参照系d、q中的两个份量IdMf、d轴上的电压IdMf对应于主磁路量电压而q轴上的电压IqMf对应于主力矩电压。主基准电压1&促使能以期望的速率和力矩旋转马达M。

非常是，这就决定了能将期望马达速率基准与依据转子速率获得的马达恐怕怠速之间的差值最小化。本发明所述的方式提出了将具有参照系d、q中的份量1.和Iqh的注入电压Ih注入，与主电压IdMf、IqMf叠加。因此，所述方式提出了将符合第一注入参照系x+、y+的第一电压矢量注入，该参照系x+、y+相对于与马达旋转同步的参照系d、q以第一注入频度Q旋转。该方式还提出了将第二电压矢量注入第二注入参照系x-、y-，该第二参照系以第二注入频度-Q相对于参照系d、q旋转。第二注入频度-Q与第一注入频度Q相等且相反。如图3所示，以第一注入频度Q旋转的第一注入参照系X+、y+因而与参照系d、q成倾角eh，而以相反频度-Q旋转的第

5二注入参照系χ-、y_与参照系d、q成倾角-θh。

总转子电压矢量分解成参照系d、q中的两个份量Idt。t、Iqtot,因而等于主电压Iref与注入电压Ih之和。于是给出=Itot=Iref+Ih，其中Iref=Idref+j*IqrefIh=U+j*^Ih=Ι^^+Ι^^.第一注入参照系x+、y+中的注入电压Ih的幅值为I1，而第二注入参照系X_、y_中的注入电压Ih的幅值为I2。在参照系d、q中，注入电压Ih的份量Idh和Iqh顺着d轴和q轴等于Idh=(I^I2)*cos(Ωt)禾PIqh=(I1-I2)*sin(Ωt)。参照图2，变速器的控制模块10包括参照系d、q下的同步标准PI(比列积分)调节器模块11。PI调节器模块11实际上由两个PI调节器构成，这两个PI调节器在输入端一方面接收d轴份量上的总电压Idt。t与检测电压Isd之间的差值，另一方面接收q轴份量上的和Isq之间的差值。在输出端，PI调节器11提供参照系d、q下的主电流Udref和uqref°于是给出:Ufef+j*Uqrefο按照本发明，控制模块10还包括第一积分器模块(积分)12，该模块12与第一参照系x+、y+同步；和第二积分器模块(积分)13，该模块13与第二参照系x_、y_同步。

第一积分器模块12由两个积分器构成，这两个积分器在输入端一方面接收d轴份量上的总电压Idt。t和检测电压Isd之间的差值，另一方面接收q轴份量上的Isq之间的差值，便于在变换以后，利用转换器模块d、q_>x+、y+从参照系d、q过渡到第一参照系X+、y+。同样，第二积分器模块13由两个积分器构成，这两个积分器在输入端一方面接收d轴份量上的总电流Idt。t和检测电压Isd之间的差值，另一方面接收q轴份量上的I_t和Isq之间在的差值，便于在变换换以后，利用转换器模块d、q->x_、y_从参照系d、q过渡到第二参照系x_、y_。第一积分器模块12在输出端给出第一定子磁路量感应电流U+(也简称为第一定子电流IV，该电流分解成第一参照系x+、y+下的两个份量Ux+和Uy+。同样，第二积分器模块13在输出端给出第二转子磁路量感应电流IL(也简称为第二转子电流UJ，该电流分解成第二参照系χ-、y_下的两个份量Ux_和Uy_。于是给出U+=Ux++j*Uy+和U_=Ux_+j*Uy_。积分器模块12、13的输出接着分别由转换器模块x+、y+->d、q;x_、y_->d、q变换，因而切换回到参照系d、q,之后添加到主电流Udref和Uqref,因而提供控制电流的两个分量UtnUq，便于应用于马达M。

早已发觉，第一定子磁路量感应电流U+和第二转子磁路量感应电流U_是定子磁路量矢量角度位置偏差ε的函数，就是说是定子磁路量矢量真实位置θκ与定子磁路量矢量恐怕位置es之间差值的函数。因而，测量所述电流U+和U-将可以促使偏差ε最小化，因此精确地确定定子磁路量矢量的真实位置。1)同步马达M的情况在第一施行方法中，注入电压，该电压具有参照系x+、y+中的份量幅值I1,该幅值I1等于I；和在参照系X_、y_中的份量幅值12，该幅值I2等于零。这些模式被称为纹波电压旋转注入。因而仅由以正注入频度Ω旋转的电压矢量注入电压。负频度的电压注入调节为零。于是给出Ih=I^ejfit=I*cos(Qt)+j*I*sin(Qt)=Idh+j*Iqho

在第一模式下，第二转子磁路量感应电流IL的实部Ux_(就是说χ轴份量)依据下述多项式与偏差ε成比列其中AL表示凸极电感，其值取决于马达M的d轴和q轴的电感Ld和Lq之间的差值，np表示马达磁体数量，队表示定子磁路量幅值，石.表示定子平均速率，J表示马达铁损。要注意，虽然不存在凸极，就是说虽然在AL=O时，也会存在讯号Ux_。因而，提出的方式虽然在马达M中不存在凸极的时侯，也可以操作。在第一施行方法中，偏差ε可以按照第二转子磁路量感应电流U_通过下列等式来确定在第二施行方法中，以纹波电压交变注入形式注入电压。这些情况对应于采用两个注入电压份量Idq和Iqh的情况，且幅值Iqh等于0。在第二施行方法中，以参照系x+、y+中的份量幅值I1进行电压注入，该幅值Id等于参照系X-、y_中的份量幅值12，即I1=I2=1/2。这些模式被称为纹波电压交变注入。这种情况对应于采用两个注入电压份量Idh和Iqh且幅值Iqh=0的情形。因而，该施行方法等价于仅在d轴上施加频度为Ω的交变电压(参见图3)。合成转子磁路量感应电流UΣ等于在第二模式下，第二合成转子磁路量感应电流UΣ的实部按照以下等式与偏差ε成比列第二施行方法的优势在于，当定子磁路量和马达基准对准时，电压注入不会造成速率和力矩振荡(ω不发生变化)。因而，对于无传感马达控制应用中，这些注入十分有利。在第二施行方法中，偏差ε可以按照下列等式从合成转子感应电流两个分

量Usj^PUsy来确定为此，依照本发明，偏差ε简单地通过第一估算块25直接按照积分器模块12和/或13的输出来确定。在第一施行方法中，偏差ε按照第二转子磁路量电流U-来确定，第二转子磁路量电流U-在第二积分器模块13的输出端给出，与第二参照系χ-、y-同步。在第二施行方法中，偏差ε依据第一定子磁路量电流U+和第二转子磁路量电流1来确定，第一定子磁路量电流U+在第一积分器模块12的输出端给出，与第一参照系χ+、y+同步，第二转子磁路量电流1在第二积分器模块13的输出端给出，与第二参照系x_、y_同步。为了简化，图1表示带有输入标记U.和IL的估算块25，独立于施行方法。之后，由块25估算的偏差ε拿来在第二估算块26的协助下确定转子速率cos，第二估算块包括诸如PLL(锁相环)型PI调节器。对于同步马达来说，正好马达速率对应于参照系d、q的速率。还可以预想到其他已知估算方式也可以按照偏差ε通过诸如观测技术来获得定子速率ω—在同步马达的情况下，转子速率《3直接给出了恐怕马达定子怠速ω—在异步电机的情况下，额外的估算块28(参见图1)可以考虑马达滑移，因而依据转子速率来确定恐怕定子速率ω〃以便估算主力矩电压I_f。

据悉，通过对定子速率进行积分，可以获得表示参照系d、q位置的倾角θs。因此可以按照积分器模块12和/或13的输出来确定倾角es。具有优势的是，参照系d、q的倾角θs的估算值回送并用在转换器块23和24中，以通过可能的最佳方法调节和控制参照系d、q和固定基准之间的倾角。为此，利用这些控制环，参照系d、q相对于三维固定基准a、b、c的旋转角度得到明显并简单地优化，这非常促使能微调检测电压Isd、lsi。因而，这些控制步骤促使定子磁路量矢量的角度位置偏差ε最小化，并使其趋于于零，就是说获得等于定子磁路量矢量真实位置的定子磁路量矢量恐怕位置θs。在以上所示多项式中，要注意转子磁路量感应电流是2ε的函数。这意味着，对于包括磁化定子的PMSM来说，仅可以测量定子磁路量位置，但不能测量其取向或极性(O-π混淆)。并且，假如马达M具有凸极，则仍旧可以借助图4所示的所述确定方式的改进方案来测量磁路量的取向。参照图4，除了以第一和第二注入频度分别等于Ω和-Ω进行电压注入，并且以第三和第四注入频度分别等于2倍第一频度Ω和第二频度-Ω进行电压注入。为此，所述方式提出注入符合第三电流注入参照系X+、Y+的第三电流矢量和符合第四电压注入参照系Χ-、Υ-的第四电压矢量，该第三参照系χ+、γ+以注入频度2Ω相对于参照系d、q旋转，而第四参照系Χ_、Υ_以注入频度-2Ω相对于参照系d、q旋转。

第三电流矢量的幅值为I1，而第四电压矢量的幅值为12。控制模块10还包括与第三参照系X+、Y+同步的第三积分器模块(积分)16；和与第四参照系Χ_、Υ_同步的第四积分器模块(积分)17磁通量是矢量吗，每位积分器模块16、17由两个积分器构成，如图4所示。第三积分器模块16在输出端给出第三转子磁路量感应电流V+，该电流分解成第三参照系Χ+、Υ+下的两个份量VX+、VY+。同样，第四积分器模块17在输出端给出第四转子磁路量感应电流V_，其分解成第四参照系X_、Y_下的两个份量_、VY_。于是给出V+=Vx++j*VY+和V_=Vx_+j*VY_。积分器模块16、17的输出则再度变换，便于切换回到参照系d、q，之后添加到主电

压Udref和Uqref,因而提供控制电流的两个份量Ud、Uq,便于应用于马达Mo按照以下等式，感应电流V的实部正好是偏差ε的直接函数

为此，通过剖析第三转子磁路量感应电流Vx+的符号，可以便捷地确定sin(ε)的符号，因而确定定子磁路量的取向。2)感应马达M的情况具有优势的是，本发明所述的确定方式也可以在感应马达上实现，比如异步马达。具体来说，在感应马达的情况下，第一定子磁路量感应电流U+和第二转子磁路量感应电流U_也是定子磁路量矢量角度位置偏差ε的函数。上述两种施行方法因而也可以适用于感应马达。在类似于前述的第一施行方法中，以第一参照系X+、y+下的份量幅值I1与第二参照系x-、y_下的份量幅值I2进行电压注入，幅值I1等于I，而幅值I2等于零。因而，仅通过以正注入频度Ω旋转的电压矢量进行电压注入。负频度电压注入调节为零。于是给出Ih=I^ejfit=I*cos(Qt)+j*I*sin(Qt)。在第一施行方法中，按照下列等式，第二转子磁路量感应电流U_的实部Ux_与偏差ε成比列其中np表示马达磁体数量，釣表示定子磁路量幅值，忍.表示定子平均速率，J表示定子力矩，、表示定子时间常数。在类似于前述的第二施行方法中，以参照系X+、y+下的份量幅值I1和参照系x_、y_下的份量幅值I2进行电压注入，其中I1等于12，就是说I1=I2=1/2。此类情况对应于采用两个注入电压份量且幅值Iqh等于0的情形。于是给出Ih=I/2*eJfit+I/2*e-J￡2t=I*cos(Qt)。在第二施行方法中，按照以下等式，第二合成转子磁路量感应电流Us与偏差ε成比列其中np表示马达磁体数量，代表示定子磁路量幅值，Rr表示定子内阻的等效阻抗，

_表示定子平均速率，J表示马达铁损。要注意，上述等式包括偏斜量■^凡/，这是不取决于ωΩ

ε的固定值。并且，假如注入频度Ω相对于定子平均速率历选择足够高的值(比如30Hz)，

则该偏斜量的影响被衰减但是可以忽视。这些状态可以实现，由于本发明非常适宜于确定

以较低速率(比如<5Hz)旋转的定子的位置。

权力要求

一种确定包括转子和定子的马达(M)的定子磁路量矢量位置的方式，其特点在于，所述方式包括步骤(i)将第一电压矢量注入第一注入参照系(x+、y+)，所述第一注入参照系以第一频度(Ω)相对于与马达旋转同步的参照系(d、q)旋转，和将第二电压矢量注入第二注入参照系(x-、y-)，第二注入参照系以第二频度相对于所述参照系(d、q)旋转，所述第二频度与第一频度相反；(ii)确定与第一注入参照系(x+、y+)同步的第一积分器模块(12)输出端给出的第一定子磁路量感应电流，和确定与第二注入参照系(x-、y-)同步的第二积分器模块(13)输出端给出的第二转子磁路量感应电流；(iii)通过让所述定子磁路量矢量真实位置(θR)和定子磁路量矢量恐怕位置(θS)之间的偏差(ε)最小化，进而控制定子磁路量矢量的位置，所述偏差按照第二转子磁路量感应电流来确定。

2.如权力要求1所述的确定方式，其特点在于，所述偏差(￡)依据第一定子磁路量感应电流和第二转子磁路量感应电流来确定。

3.如权力要求2所述的确定方式，其特点在于，第二电压矢量的幅值(12)等于第一电流矢量的幅值(I》。

4.如权力要求1所述的确定方式，其特点在于，第二电压矢量的幅值(12)等于零。

5.如权力要求1至4中任一项所述的确定方式，其特点在于，所述马达(M)为感应马达。

6.如权力要求1至4中任一项所述的确定方式，其特点在于磁通量是矢量吗，所述马达(M)为同步马达。

7.如权力要求6所述的确定方式，其特点在于，所述方式包括步骤将第三电流矢量注入以第三频率相对于所述参照系(d、q)旋转的第三注入参照系(X+、Y+)，和将第四电压矢量注入以第四频度相对于所述参照系(d、q)旋转的第四注入参照系(X_、Y_)，所述第四频度与第三频率相反，而且第三频率是第一频度的两倍。

8.一种设计用于驱动马达(M)的变速器，其特点在于，所述变速器采用如前述权力要求中任一项所述的确定方式。

全文摘要

本发明涉及一种确定马达的定子磁路量矢量位置的方式，包括步骤将第一电压矢量注入第一注入参照系(x+、y+)，第一注入参照系以第一频度(Ω)相对于与马达旋转同步的参照系(d、q)旋转，和将第二电压矢量注入第二注入参照系(x-、y-)，第二注入参照系以第二频度相对于所述参照系(d、q)旋转，第二频度与第一频度相反；确定与第一注入参照系(x+、y+)同步的第一积分器模块输出端给出的第一定子磁路量感应电流，和确定与第二注入参照系(x-、y-)同步的第二积分器模块输出端给出的第二转子磁路量感应电流；通过让所述定子磁路量矢量真实位置(θR)和恐怕位置(θS)之间的偏差(ε)最小化，进而控制定子磁路量矢量的位置，偏差按照第二感应电流来确定。

文档编号/

公开日2010年10月27日申请日期2010年4月21日优先权日2009年4月21日

发明者弗朗索瓦·马尔弗雷特,杜罗·巴西克,皮埃尔·鲁乔恩申请人:施耐德富士通换流器亚洲公司